便攜式L波段微波輻射計的設計與特性

攜帶式式L股票波段微波加熱計的制定與性能特點（轉譯自Portable L-Band radiometer (PoLRa): Design and Characterization；Derek Houtz , Reza Naderpour an福射d Mike Schwank） 

提要：介紹了一種適用于地面遙感或無人機測繪的輕質量、小體積雙偏振L波段輻射計。在ESA土壤濕度和海洋鹽度(SMOS)和NASA土壤濕度上有突出的應用主被動(SMAP)衛星的L波段輻射測量可用于反演環境參數，包括土壤濕度、海水鹽度、雪中液態水含量、雪密度、植被光學深度等。介紹了氣隙貼片陣列天線的設計和測試，并顯示可提供37°的3db全功率波束寬度。我們提出了射頻(RF)前端設計，它采用直接檢測架構和平方律功率檢測器。使用兩個內部參考校準，包括在環境溫度下的匹配電阻源(RS)和主動冷源(ACS)。射頻(RF)前端不需要溫度穩定，因為通過天空測量表征ACS噪聲溫度。介紹了ACS的表征過程。在1 s積分時，輻射計的噪聲等效Δ (Δ)溫度(NEΔT)為~0.14 K。天線總溫度不確定度范圍為0.6 ~ 1.5 K。

1. 解釋

星載L波長(1 – 2GHz)微波加熱通信幅射計的現代化社會開始歐洲國家航天科技工程局(ESA) 20二十年土地溫度表和浮游生物含鹽量通訊定位(SMOS)[1]。緊隨之后的是俄羅斯guo家飛機維修航天科技工程局(NASA)的Aquarius通訊定位[2]和土地溫度表分手后式技能通訊定位(SMAP)[3]。L波長幅射衡量基本發生的在1400-1427 MHz的受護理頻段。源于該波長的雙偏振微波加熱通信曝光度溫度表，早已經證明了土地溫度表[4,5]、湖面含鹽量[6]、地貌光學元件深度.[7,8]、雪液水[9]、雪黏度[10-12]、土地解封/化凍[13,14]和海冰料厚[15]等氛圍模式參數值的反演。

近地表L波段輻射測量，如便攜式L波段輻射計(PoLRa)，允許來自多個平臺的高空間分辨率的L波段輻射測量。緊湊和輕質量的設計允許在無人駕駛飛行器(UAV)或無人駕駛飛機，輪式車輛或固定在塔，桿子或建筑物上使用。無人機安裝的PoLRa能夠提供幾米(<10米)的地面分辨率。

因為沒電腦的Lk線光輻射計開始在前者的文章[16,17]中贏得靈魂存在。這2種系統化都不會能提供雙極化離zui低開無線天線熱度，而類似這些熱度對于那些已打造的索引百度算法(如Tau-Omega (TO)[18,19]或Two-Stream (2S)試射)說是建模 (EMs)[5]。

PoLRa是一種直接探測輻射計，提供校準的雙極化L波段天線溫度，在1 s積分時分辨率為~0.14 K，根據積分時間和輸入天線溫度的不同，總不確定度在0.6-1.5 K之間。PoLRa采用雙2 × 2貼片陣列天線，帶有氣隙襯底，具有高增益和低歐姆損耗。天線溫度校正方案允許校正相對較寬的天線功率37°全波束寬度?3db靈敏度。該校正將天線方向圖與模擬的角度相關的面亮度溫度進行卷積，同時還考慮了幾何性質在偏離軸視角處引入的偏振混合(參見附錄[20])。PoLRa是一個研究型的輻射計系統，本文演示了它的特性。

下列幾節介紹書影響計機、性能指標、過程結杲和目的。機例如影響計、光學機和同軸電纜。研究方法例如影響計的辨認率和安全性、校正和不相同好度。過程結杲例如對于沒有人與機器的同軸電纜攝氏度預估和森林土壤水分侵入收錄。 

2. 硬件配置

如下各小節將價紹PoLRa的硬件系統組合而成，包含微波射頻web前端、前后端分離和wifi天線。 

2.1 微波射頻前段

PoLRa是一種直接探測輻射計，具有三個模擬濾波級，其中一個在第1個放大器之前。前端濾波器對于防止射頻推斷(RFI)信號使低噪聲放大器(LNA)飽和至關重要[21]。輻射計使用兩個內部校準噪聲源作為參考，包括環境溫度下的匹配電阻源(RS)和主動冷源(ACS)。一個四端口低損耗射頻開關在兩個校準源和兩個(垂直和水平)極化天線之間切換。溫度傳感器監測參考噪聲源以及天線和電纜的物理溫度。經過多次濾波放大后，射頻信號由線性平方律功率檢測器檢測。

射頻前端框圖如圖1所示。濾波器是陶瓷諧振器濾波器，兩個LNA 級提供了~70 dB的總增益。射頻組件目前通過同軸電纜線路和SMA型連接器連接。RF組件可以與微帶或共面波導連接，從而允許在單個印刷電路板(PCB)上實現整個RF前端。單個帶通濾波器的實測響應如圖2所示。

前端損耗或噪聲系數(NF)由第1個LNA之前的組件驅動，并決定輻射計系統噪聲溫度，從而決定輻射分辨率。由于PoLRa所要求的輕質量和小體積，使用大的低損耗諧振腔濾波器是不切實際的。四口射頻開關、隔離器和陶瓷腔濾波器的插入損耗分別為1.3 dB、0.2 dB和2.1 dB。第1個LNA的NF為0.6 dB，由于所有連接器和SMA部分約0.8 dB，存在額外的損耗。從交換機到包括第1個LNA的NF為5.0 dB。輻射計系統噪聲溫度Tsys由以dB為單位的NF計算[22]：

Tref是290k。這對應于Tsys為627 K。

圖1表達，L波長輔射計微波射頻(RF)前端部位和后探測器電子設備元器件封裝的框圖。

圖2，用矢量網絡分析儀(VNA)測量濾波器響應:(a)寬帶響應;(b)頻率y軸在保護頻帶附近變焦。

2.2．后臺開發及處置

Linux微控制器驅動開關，讀取溫度傳感器，并對模數轉換器(ADC)進行采樣，讀取功率檢測器輸出信號。開關的穩定時間小于1 ms，通常一個完整的校準周期需要~69 ms，其中積分每個開關位置花費16 ms，在四次 ~1 ms的開關位置穩定周期內對4個溫度傳感器進行采樣。ADC的采樣頻率為~ 2kHz和22bit，低通濾波器的RC時間常數為τ≈1ms。由于電池電源的穩定電壓調節，該ADC能夠檢測＜0.01 mV分辨率。

覆蓋計加載在5V DC上，工作頻率約0.7 A，總工作頻率達不到4W。覆蓋計如果沒有及時的濕度因素抑制，這被證明信是沒有有需要的，其可達必備的誤差，可與星載Lk線覆蓋計相完爆。相反的成語，他們依耐于ACS的初中物理的濕度因素依耐性的研究方法。其三.1節基本介召了一些功能。其三節還介召了覆蓋計噪聲源的濕度因素的復位操作過程。 

2.3. 外置天線設計與定量分析

雙貼片陣列wifi定向定向天線根據狹窄，重輕，并提供了夠了的指明性，以換取有工作效率的屋面甄別率，低后瓣影響和較小的極化串擾。印電線板(PCB)貼片陣列動用由氣隙隔好的兩位PCB層來換取高增加收益和高放射性物質工作效率。貼片由印在與貼片不同的PCB上的微帶饋國家配電網絡以豎直的增長幅度和相位饋電。微帶饋國家配電網絡用同軸感應器饋電，用1m的SMA電覽拼接到前邊交互機。wifi定向定向天線由兩位壁厚為1.5 mm的FR4 PCB根據，中間商相隔有6mm的PTFE螺母。PCB拼接動用錦綸內六角螺絲能夠螺母和PCB層程序運行。wifi定向定向天線總規格尺寸為0.6 m × 0.3 m × 9mm。

監測系統外置全向無線和饋電電線的機械體溫，如1所彰顯。外置全向無線的歐姆耗率和同軸饋電電線的耗率是依據實踐經驗敲定的，做為第5節中敘說的ACS因素的這一些。圖3彰顯了外置全向無線在大理石地面天穹檢測和沒有人與機器檢測期間的照片圖片。

圖3，天估測時重新裝有在塔上的貼片陣列同軸電纜(a);(b)在飛行器估測時重新裝有在多旋翼無人售貨飛機上。

在規劃過程中中，再生利用民用較少元電滋學軟文ANSYS electromagnetics Suite對定向全向wifi天線回波消耗的資金展開了仿真模型。升級優化了饋電力絡和補片外形尺寸，減減少了模擬機回波折損。在定向全向wifi天線跳轉到夜空的具體情況下，用失量網分析一下儀(VNA)在測量回波消耗的資金。定向全向wifi天線的諧振，或zui小回波消耗的資金，對FR4襯底的電滋導熱系數相對高度刺激性。zui終凸顯的規劃需用重復迭代的方能合理判定特殊PCB生產商商具備的FR4導熱系數。

運用ANSYS Electromagnetics Suite非常有限元平臺對全向wifiwifi無線無線無線的角相應瓦數精確度度采取了模型虛擬系統。還有就是，采取[23]中簡述的陽光立交橋具體方法檢測方法全向wifiwifi無線無線無線瓦數精確度度手機定位圖。全向wifiwifi無線無線無線的手機定位使軸上所指前幾天陽光zui高天頂角的東南位置角和仰角。用陽光立交橋法檢測方法的相比較全向wifiwifi無線無線無線手機定位圖將收獲研究方法為陽光與全向wifiwifi無線無線無線軸上中間的總方向α的指數函數。曲面極角θ總會恰能乘以α時，陽光馬上經過頭頂部，但對α的死機必須在穩定平衡φ =｛0?，90?｝中間的組織切片。陽光立交橋法的動態數據只界面展示經過- 6 dB瓦數電平，這是由于在高方向地平線更加更加繁雜的林木，和檢測方法更加更加不信得過。圖4界面展示了(a)虛擬系統和檢測方法的全向wifiwifi無線無線無線回波損耗費，(b)虛擬系統和檢測方法的全向wifiwifi無線無線無線瓦數精確度度圖(歸一化全向wifiwifi無線無線無線收獲)。

圖4，(a)限制元仿真和VNA衡量的wifi外置天線回波耗損率;(b)由限制元仿真和日立交橋衡量獲取的歸一化wifi外置天線額定功率高靈敏度度圖。

3. 散發計研究方法

今天的小節敘述了PoLRa散發計的科學實驗特點。前提是，敘述了自主的冷源(ACS)研究方法的時候；第二步，座談會了不穩性和散發判斷率；3，得出了散發計不確定性好度的考評。 

3.1．主動性冷源定量分析

在非溫度穩定的輻射計硬件上使用主動冷源(ACS)，需要確定ACS噪聲溫度對溫度的依賴性。在沒有星系背景輻射的情況下，根據天頂角的不同，天空的L波段亮溫Tsky約為幾個開爾文[24]。銀河系輻射已被證明對天空亮度溫度的影響高達5K或更多[25]，但與[25]中假設的10°天線相比，相對較大的37°天線波束寬度將其減少到不到2K。

兩個極化開關輸入處的噪聲溫度p={H，V｝,Tinp可以被以下式子表達：

式中ap為天線/電纜平均物理溫度Tphy(假設所有天線元件和電纜溫度均勻)下總傳輸路徑(TP)的吸收。請注意，溫度符號上的條形重音在接下來的討論中指的是物理溫度。

以分貝(dB)為單位的Lp是天線和輻射計輸入之間的累積損耗(上面提到的TP)，它考慮了由于非理想天線效率、電纜損耗、適配器和連接器損耗以及不匹配誤差造成的損耗。由于兩種傳輸路徑(TPs)的電纜和天線損耗各自的可變性，我們考慮在每個極化p = {H, V}中不同的損耗Lp。

我們使用天空和環境匹配電阻源(RS)測量，以開關輸入作為參考平面對輻射計進行兩點校準。輻射計增益Gp和輻射計固有偏置(off)噪聲溫度Toffp由下式給出:

式中TRS = TRS為RS的噪聲溫度，如果RS匹配，則等于RS的物理溫度TRS。uRS為RS開關位置測得的探測器電壓，uskyp為天線極化p = {H, V}處開關位置測得的探測器電壓，天線朝向天空。開關輸入端ACS的校準噪聲溫度TACSp為:

如文獻[26,27]所示，ACS參考文獻的噪聲溫度TACSp隨其物理溫度呈線性增加。因此，以下線性模型適用于表示ACS噪聲溫度TACS,modp作為其測量物理溫度TACS的函數，

其中mp和bp分別是線性zui小二乘回歸的斜率(單位為K/K)和偏移量(單位為K)。給定一個理想的開關，因為所有的值都參考開關輸入，所以沒有極化依賴于ACS噪聲溫度，這意味著TACSH = TACSV。我們將此與假定的ACS噪聲與物理溫度之間的線性關系一起使用，以制定成本函數(CF)，通過zui小二乘擬合zui小化并獲得LH和LV的損失:

其中TACSH,i和TACSV,i是由式(5)導出的ACS噪聲溫度，并使用天空測量得到的電壓uACS ,i =。CF中的第1項表示ACS噪聲與其物理溫度的線性關系，第2項表示TACSH = TACSV。利用數值全局zui小查找器zui小化CF以獲得LH和LV。對于理想的測量系統，公式(6)中使用的線性擬合參數mp和bp對于p = {H, V}是相同的，但在實踐中并非如此。為了獲得的與極化無關的ACS線性溫度依賴關系，可以對m =＜mH, mV＞和b =＜bH, bV＞進行兩個極化的平均，這相當于所有TACSp,i值與TACS的線性擬合。圖3a顯示了在達沃斯-拉雷特遙感野外實驗室進行這些天空測量的設置[28]。天線以大約70°高度角朝向南方。在2020年5月7日至8日約11小時的時間內，每隔5分鐘進行一次天空測量。傍晚至夜間(當地時間17:00-06:00)測量是為了zui大化物理溫度范圍，同時也避免太陽侵入天線。我們還使用夜空計算器調查了潛在的銀河系噪聲入侵，并從我們的赤道坐標估計其小于1 K[25]，zui壞的情況發生在測量周期的開始。圖5顯示了物理溫度和測量到的探測器電壓。夜間冷卻期提供了~25 K的溫度變化。請注意，PoLRa上的檢測器是反斜率檢測器，因此較低的電壓對應于較高的絕對功率水平。圖6提供了校準后的冷負荷亮度溫度TACSp,i (TACS)與ACS物理溫度TACS，以及兩個極化的線性擬合線TACS,mod和該擬合線的95%置信區間。表1顯示了成本函數(CF)zui小化過程產生的參數值。

圖5，(a)自動在線量測到的初中物理溫暖，(b)在云彩自動在線量測期間內自動在線量測到的監測器的原來輸出功率與一天里時間的原因。

圖6，主動冷源(ACS) TACS的測量物理溫度與校準的ACS噪聲溫度TACSp,i和線性擬合TACS,mod，用于基于天空測量的ACS特征。虛線表示線性模型的95%置信區間(CI)。顏色條表示在2020年5月7日至8日之間進行每次測量的當地時間。

表1，發源ACS特征的運作值。

3.2. 幅射計安全穩定

對于輻射計的標稱使用，天線在水平和垂直極化時的溫度使用兩點校準，以內部匹配電阻源(RS)和主動冷源(ACS)為參考。與式(3)(4)相似，輻射計增益G和偏移Toff的計算公式為:

在開關位置p = {V, H}處，在開關輸入參考平面處的噪聲溫度Tinp為:

其中up為天線指向目標場景時，開關在水平和垂直極化輸入口測得的探測器電壓。

能夠 在多根同軸電覽饋電電覽的終端額外電阻值值器一致源來表現影響計的穩確定高性。影響計從冷進行剛剛開始不斷精確測量約20一分鐘，在5個外接電阻值值器源上選用τ = 16 ms積份時刻段。在十二個轉換開關地位之間開啟相匹配的總時刻段，在每個地位(ACS, RS和5個外接電阻值值器源)對驗測器監測16ms，對十二個攝氏度調節器器監測69 ms。在穩確定高性測試方法中，影響計選用電板配電。

在相對穩明確測試中，外部結構篩選的阻值功率功率源原因地始終維持在生態環境室溫下。假定利用的微波射頻電力電纜和篩選的阻值功率功率源正處在一樣 和均勻的的室溫。在測試期間里中，將電偶室溫感應器器銜接到篩選的阻值功率功率源上，以評估其物理性室溫。在側量期間里，探測到篩選的阻值功率功率源較輕發高燒(~0.6 K)，會是由挨著電磁輻射計網上設備帶來的熱氣影響的。

的噪音等效Δ (Δ)高溫(NEΔT)由該切換內阻源安全穩定量分析試驗臺實驗所設計確定出取到。NEΔT在于于會員集分卡準確日子間隔(τ)，在小編的設計中，它由原16 ms樣表的尾隨精密式均勻值表明。所保證的NEΔT值是作為一個突破1000個原原輔料的效準同軸電纜高溫的規范偏差值確定出的。會員集分卡準確日子間隔被達到為與會員集分卡準確日子間隔表示的長度的尾隨精密式均勻值(圓角矩形窗口期)，故而是16的公倍數。表2給于了各不相同會員集分卡準確日子間隔下的實驗所設計NEΔT值。圖7給于了H極化旋鈕端口設置的校正原(在τ = 16 ms(藍色系)時采樣系統)和ibms同軸電纜高溫的實例，并且相互之間原資料的直方圖和高斯擬合曲線。圖7九州樣表的峰度為3.018，比較接近于高斯勻稱。

表2，哪幾種極化和各不相同積分規則時期下實驗所光輻射計嘈音等效Δ (Δ)環境溫度(NEΔTs)表。

圖7，大范圍地擴散計在適應內阻源這段時長內衡量的噪音的水溫表接到大范圍地擴散計的H端口處，使用于量化分析PoLRa的平衡性。(a)不相同信用卡積分時長τ的噪音的水溫表時長回文序列隨源的物理上的的水溫表建模。(b) (a)右圖原始社會τ = 16 ms模板的直方圖和分散的高斯線性擬合。

NEΔT也可根據公式換算[29]完成的理論算起:

其中Tsys為2.1節(627 K)中討論的系統噪聲溫度，B為系統的RF帶寬，τ為檢測后積分時間。射頻帶寬由FE濾波器決定，其在1400-1427 MHz范圍內具有27 MHz的3db通頻帶。理論值NEΔT和實驗值見表2。理論值可能略低(~20%)，因為在實驗過程中輻射計的溫度不是全穩定的，并且式(11)中假設的理想矩形濾波器的帶寬高估了實際濾波器的帶寬。實驗確定的NEΔT值確實與各自理論值的趨勢密切相關，這表明輻射計確實是在測量高斯熱噪聲。

外阻源的評均環境的噪音人均溫暖與評均電磁學人均溫暖的差值在H極化口為0.02 K，在V極化口為0.26 K。向下極化網絡表層的大文化差異有機會是鑒于線纜調溫不粗糙或人均溫暖感應器器與熱敏功率電阻源的熱沾染不非常理想所至。電偶感應器器的絕對的精密度技術參數僅為1K。顧慮到這一個，外邊熱敏功率電阻源(附在H網絡表層上)的檢測的環境的噪音人均溫暖與感應器器不確認度內的電磁學人均溫暖不符。 

3.3. 不判別性的特征

在數組不想關的現象下，交換機端口處參閱平米檢定燥聲高溫的系統不判別度行用方差表達式表達為[30]:

其中Δ前綴表示與前一個變量相關的不確定性。測量電壓uRS、uACS、up的系統不確定度ΔuRS、ΔuACS、Δup均為0.01 mV。當通過增益G (~5 K/mV)的乘積轉換為溫度單位時，這些不確定性遠小于TRS, TACS的測量物理溫度ΔTRS = ΔTACS?1K。因此式(12)可化簡為:

在這當中：

其中偏導數由式(8)和式(9)代入式(10)計算。在3.1節給出的溫度傳感器不確定度ΔTRS = ΔTACS?1K, ACS RMSE ΔTACS = 0.66 K的條件下，輸入端口p = {H, V}處PoLRa噪聲溫度測量的系統不確定度ΔTinp可由式(13)計算。我們計算ΔTinp的范圍為上，覆蓋50 K≤Tp≤350 K的范圍，用于地面場景的測量。總不確定度ΔTin,totp的測量噪聲溫度在輻射計端口p = {H, V}，然后計算為系統和統計貢獻的平方根和:

系統不確定度ΔTinp和總不確定度ΔTin,totp在圖8中為兩個不同的積分時間繪制。當測量的噪聲溫度大致處于兩個校準參考點(RS和ACS)之間時，不確定度達到zui小，當測量的噪聲溫度需要外推超出校準參考點時，不確定度增加。

額外的不確定性來源，如非線性、失配和隔離[31]，在本分析中被忽略，因為與與溫度傳感器相關的不確定性相比，它們被認為很小。檢測器提供線性估計，元件和開關端口之間的不匹配都測量在?20 dB以下。上述不確定度分析只考慮了影響開關輸入端口p = {H, V}處測量噪聲溫度Tinp的內部不確定源。

前一天線在水平面上洞察分析清新蹤跡時，會使得另外的不判判定源，收錄存在的微波射頻打擾(RFI)。我以為有很多現化電磁干擾計zui近安全在使用高監測率羅馬數據后臺來緩解放松頻域RFI，但那樣方法步驟仍舊會使得殘存RFI，以及并非wan無yi失的[32]。在時域對模本開展高斯曲線擬合也也是種酌情的RFI加測法律手段，如論文參考文獻[28,33,34]表達。這篇文章挑選的攜便式式L中波段電磁干擾計(PoLRa)進行直觀加測組織架構，兼有平穩、方便和低工作頻率的總瓦數加測。相仿電磁干擾計的羅馬數據后臺已被單位證明一次消耗脂肪19W[35]，這遙遠可超過PoLRa安全在使用的~ 4W。

圖8。求算模式和總噪音的溫不判界定是5個有所差異積分準確時間τ的檢測噪音的溫的函數值。

用于檢索地球物理狀態參數的從天線溫度到足跡亮度溫度的轉換也可能需要進行校正，以考慮到天線的相對較大的視場。當以非zui低點入射角觀察地面時，天線平面上的線極化只對應于天線軸線上相同的線極化。在非zui低點角度，來自地面的發射必須進行偏振混合校正;該過程的詳細描述見[20]的附錄a。基于PoLRa的地球物理參數(如土壤濕度)檢索將在未來使用原位土壤濕度傳感器網絡進行驗證。

4. 座談

概況了攜帶式式L中波段覆蓋計(PoLRa)的制作和性能。給定了詳解的枝術熱議，以事實證明該覆蓋計的來源于特點達到預期目標，并帶來了了其噪音室溫測試不斷定度的基本上。

即使安全使用與別光散發計相像的架構部署，但PoLRa的定向天線設計的，電子設施簡單的，工作上頻率低，代價高效益高，必須活躍環境平均環境濕度管理。猶豫主要包括了新奇的活躍冷源(ACS)定性分析分析步驟，此地講述的光散發計不還要環境平均環境濕度可靠性。實行模擬網的冷天對比度環境平均環境濕度來定性分析分析ACS噪音環境平均環境濕度對預期收益工作上環境平均環境濕度時間范圍內工具環境平均環境濕度波動的出現異常。這類剛開始特質合法后來對光散發計實行全面的內部組織較準，而不還要進一大步的天上量測。

室內標定嘈音污染源(RS和ACS)的估測力學溫度的不認定度是PoLRa鍵盤輸入網絡端口估測嘈音污染溫度總不認定度的包括原因其一。憑借增進溫度傳調節器器的的質量，是可以增進影響計的計算精度，但這也想要學習二階不認明確項，如非線形和不相配。與依托于北斗衛星的無源l光波估測相對來說，在清新印記上估測的嘈音污染溫度規模的總不認明確值在0.6 K到1.4 K范圍內，已經很低。列如 ，SMOS的不認定度為3k或較高[36,37]，而NASA SMAP影響計的不認定度為1.3 K[3]。

PolRa的總品質超過4100-150，涵蓋大多數裝操作系統性的，就能夠裝在無人座駕航行器(UAV)上，如多噴氣式火車無人與機器，又或者就能夠看做塔架或簡單桿子上的地坪上儀器設備。這一擴散能計也就能夠裝在其他的車量上，如微型農機拖拉機、客車或火車上。系統性的的低輸出功率同意安全食用寬敞型電芯或微型太陽隊能電芯板和電芯系統性的食用離網地坪上安全食用。這一包括代價盈利能力的設定同意生孩子一大批這樣的話的擴散能計，這將同意在大量的網洛中使用在遙感衛星地坪上效驗目地，或新一輪性生孩子用在農耕和土木匠程的操作系統性的。

水產業層面的APP概率是應用場景沒有電腦的土地中水汽和地貌含需要用供水量繪測。土地中水分子含量問題可以于智力管灌裝置，得節約需要用水，縮減農飼料飼料農物壓強，增長農飼料飼料農物銷售量。地貌含需要用供水量搜素可以于考評農飼料飼料農物更健康請況和農飼料飼料農物穩定度，如春小麥和五谷，以來確定收貨好時機。

來源于無人售貨機的PoLRa在土木工加工程房屋中的軟件將也已經表明防護堤和水壩的遺漏，或是為考察和房屋控規分析土壤有機質干環境濕度。PoLRa未來的發展的某個危害性的主要用途是什么也已經滑塌危害性預計和解決癥狀，或是可以通過雪干環境濕度和導熱系數的余地繪制來解決雪崩危害性。

本研究綜述解紹了PoLRa擴散計的設備制定、特質、復位和不來確定度了解。我國只屬于冷天上的放任空間區域預估，以定量分析及時冷源(ACS)復位參看。此地解紹的各種預估全都是在測試室中對其進行的。明天的出版業物將解紹選用PoLRa的地面磁磚和沒電腦預估，甚至相關的工作環境技術參數搜素，比如說，屬于土壞內部含水率和水土流失磁學深度.。

 

5. 預期結果

你們詳細介紹了種家庭型、輕質量水平、成本分析費的L股票頻譜福射計設計的概念，并帶來了了分析方法沒想到來證明文件其性。L股票頻譜，頻點zui低的無源保護措施股票頻譜，從1400-1427 MHz，帶來了對天然導電介質的覆蓋，如泥土和植被狀況。

根據在多旋翼沒人值守機器上施工攜便式低效量普及源計，是行推動~6米或更小的圖片像素長寬。PoLRa還是行便利地充當小行星校驗wifi網絡的屋面普及源計，或什么屏幕亮度平均溫度時編碼序列在測量，還有是行施工在簡單的的電腦自動氣候站款式的知識基礎服務設施上。這段話介召了該普及源計的電腦硬件裝修設計、校正、研究方法和不斷定度數據分析。系統設計沒人值守機的操作說明和報告單提取適用下類出版業物。

給出了直接檢測總功率輻射計的框圖和實測的系統前端濾波器響應。根據前端和第1LNA的級聯噪聲系數，估計輻射計的系統噪聲溫度為Tsys = 627 K。給出了氣隙貼片天線陣設計，并給出了仿真和實測的回波損耗和增益圖。天線的半功率全波束寬度為37?，并且與方位角幾乎對稱，從而產生圓形zui低點觀看像素。

第四節解紹了主動權冷源(ACS)考生、躁聲等效Δ (Δ)平均氣溫因素(NEΔT)和總電磁輻射不明確度的特點。ACS與電纜線和無線天線消耗指數公式一切進行了定性分析，躁聲平均氣溫因素均方根出現偏差的原因(RMSE)為0.66 K。在τ≈1的積份的的時間內，實驗設計明確的NEΔT是0.14K, 這與由系統性躁聲平均氣溫因素、積份的的時間和帶寬使用明確的的理論值0.12 K無比契合。因為標定視圖和好幾個極化視圖，1秒的積份的的時間具體情況上共要須要共要4.4秒。來說以后體系結構沒有人與機器的的操作，更現實中的ibms的的時間約為100ms，相對于總側量的的時間為480ms，NEΔT為0.4 K。

輔射計的總不制定度是軟件不制定度和數據統計匯總分析不制定度提供的求和。軟件不制定度由測量基準不制定度的散播決策，而數據統計匯總分析不制定度等效于NEΔT，因此是積分時光的數學函數。在探測超范圍內，總不制界定在0.6 K到1.4 K之前，1五類估計必然色彩飽和度水溫中的13個在50 K到350 K之前。這家值低于ESA SMOS小行星的輔射不制定度，與NASA的SMAP實驗室設備很。

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